УДК 621.396.61

Разработка моделей функциональных узлов выходной ступени тракта передачи (продолжение)

4.5 Разработка модели источника испытательного двухчастотного сигнала

Линейность тракта передачи принято оценивать двухчастотным методом [1]. В соответствии с этим методом на вход транзистора подаются два сигнала одинаковой амплитуды с близкими частотами ω₁ и ω₂ (рисунок 4.13), а на выходе определяется отношение амплитуд комбинационных составляющих третьего и пятого порядков (сигналов с частотами 2ω₁ — ω₂, 2ω₂ — ω₁, 3ω₁ — 2ω₂, 3ω₂ — 2ω₁) к амплитуде основных сигналов ( рисунок 4.14). Для идеальной линейной системы комбинационные составляющие равны нулю.

Рисунок 4.13 - Спектр сигнала на входе усилителя.

Принцип измерения уровня нелинейных комбинационных искажений третьего порядка M₃ состоит в том, что после достижения требуемого уровня мощности Р_вых измеряется отношение наибольшей из двух амплитуд комбинационных частот 2ω₁ — ω₂ и ω₂ — ω₁ к амплитуде основных тонов U (рисунок 4.14).

Рисунок 4.14 - Часть спектра сигнала в нагрузке.

(4.4),  а для М₅ (4.5)

Таким образом, модель испытательного двухчастотного сигнала должна состоять из двух источников высокочастотного сигнала с частотами, отличающимися друг от друга ~0,1%, и сумматора. Схема модели приведена на рисунке 4.15.

Рисунок 4.15 – Схема модели источника испытательного двухчастотного сигнала.

На схеме V₂(t) и V₃(t) – источники высокочастотного сигнала.
Х1 – идеальный сумматор [2], обеспечивающий суммирование сигналов V2 и V3 по формуле:

 (4.6)

где: V₂ – первый высокочастотный сигнал в узле 1;
- V₃ - второй высокочастотный сигнал в узле 2 с частотой большей или меньшей частоты первого высокочастотного сигнала на ~ 0.1% от установленного значения частоты первого генератора;
k₂ и k₃ – коэффициенты пропорциональности по первому и второму входу сумматора. На рисунке 4.16 приведены эпюры входных и выходного сигналов модели.
 

Рисунок 4.16 – Эпюры входных и выходного сигналов

4.6 Разработка модели фильтра гармоник и исследование его работы при комплексной нагрузке выхода

Основной задачей моделирования является исследование мощного выходного каскада тракта передачи в условиях подключения к выходу его фильтров гармоник комплексной нагрузки с заданным значением КСВ.
Данный режим работы возникает при подключении выхода передатчика к широкополосной антенне, широкополосным согласующим устройствам, или при работе в режиме ППРЧ, известном в зарубежной литературе как режим FH [3].
Идентичность построения отдельных каналов фильтра гармоник (см. рисунок 4.2 предыдущей статьи) позволяет для моделирования его поведения в условиях рассогласования по выходу провести исследование одного из его каналов.

Для анализа выбираем фильтр диапазона частот от 2 до 2,94 МГц. Схема выбранного канала фильтра для проведения его моделирования изображена на рисунке 4.17.

Рисунок 4.17 – Схема фильтра гармоник на частоты от 2 до 2,94 МГц

Схема модели фильтра диапазона от 2 до 2,94 МГц приведена на рисунке 4.18.

На рисунке 4.18 источником сигнала является зависимый генератор Е1 с внутренним сопротивлением R1, равным 50 Ом. Зависимый генератор управляется от стандартного идеального источника V1, диапазон изменения, частоты которого задается режимом моделирования схемы [2]. Коэффициент пропорциональности определяется уровнем входной мощности фильтра. В нашем случае коэффициент пропорциональности равный 20 определяет уровень входной мощности 8 Вт.
Длинная линия Т1 обеспечивает формирование комплексного сопротивления нагрузки фильтра, определяемого ее входным сопротивлением, которое в свою очередь зависит от сопротивления нагрузки R2 выхода длинной линии Т1 . Значение сопротивления нагрузки линии Т1 определяет круг КСВ, в пределах которого будет изменяться входное сопротивление фильтра.
Волновое сопротивление линии Т1 выбираем равным оптимальному сопротивлению нагрузки фильтра гармоник 50 Ом.
Имитация работы фильтра на комплексную нагрузку с заданным КСВ обеспечивается изменением номинального значения сопротивления нагрузки R2 линии Т1. Для формирования входного комплексного сопротивления в круге КСВ=2 сопротивление R2 должно быть равным 100 или 25 Ом.
На рисунке 4.18 изображена схема модели, соответствующая  режиму согласованной нагрузки для фильтра гармоник с номинальным сопротивлением нагрузки  50 Ом.
Результаты моделирования фильтра в согласованном режиме приведены на рисунке 4.19, 4.20.

Рисунок 4.19 – Амплитудно-частотные характеристики фильтра в согласованном режиме.

Из рисунка 4.19 следует, что в согласованном режиме фильтр обеспечивает подавление гармонических составляющих не менее чем на 28 дБ при выбранных добротностях индуктивных и емкостных элементов 100.
Потери в полосе пропускания фильтра не превышают минус 0,64 дБ.
Характер изменения коэффициента отражения на входе фильтра Г_{отр вх}  от коэффициента отражения на его выходе Г_{отр вых}  в виде круговой диаграммы Вольперта - Смитта  в рабочей полосе частот показан на рисунке 4.21.

Рисунок 4.21 – Частотная характеристика коэффициентов отражения на входе и выходе фильтра.

Изменение коэффициента отражения на выходе фильтра обеспечивается изменением сопротивления нагрузки R2 длинной линии Т1 с установленным шагом, равным 50 Ом.
Из рисунка видно, что рассогласование на выходе фильтра трансформируется к его входу, оставаясь в круге КСВ, заданном нагрузкой длинной линии и не превышает установленного ей значения.

Отсюда следует вывод, что рассогласование на выходе фильтра гармоник не приводит к увеличению значения КСВ, подводимого к выходу усилителя мощности выходной ступени РПДУ. Графики зависимости потерь в фильтре в полосе его пропускания от значения КСВ на его выходе и частоты приведены на рисунке 4.22.

Рисунок 4.22 – Графики зависимости потерь в фильтре от значения КСВ на его выходе и частоты.

На рисунке 4.23 приведены границы области потерь рассогласования в фильтре в зависимости от значения КСВ его нагрузки.

Рисунок 4.23 – Границы области потерь рассогласования в фильтре в зависимости от КСВ нагрузки.

Из рисунка 4.23 видно, что потери из-за рассогласования по выходу фильтра увеличиваются практически линейно от 0,6 дБ (в режиме согласования КСВ=1) до 3 дБ при КСВ=4 и могут быть представлены аппроксимирующей функцией вида:

(4.7)

Характеристика фильтра в диапазоне до 10 МГц и режиме рассогласования ( при изменении нагрузки от 50 Ом до 200 Ом с шагом 50 Ом) представлена на рисунке 4.24.

Рисунок 4.24 – Характеристика фильтра в режиме рассогласования по выходу.

Из рисунков 4.19, 4.20 и 4.24 следует, что режим рассогласования на выходе фильтра незначительно отражается на его фильтрующей способности – в наихудшей точке на частоте 4,4 МГц подавление уменьшается  с минус 28 дБ в согласованном режиме до минус 23 дБ в режиме максимального рассогласования.

Выводы

В статье описана модель источника испытательного двухчастотного сигнала и проведено исследование поведения фильтра гармоник при его работе на комплексную нагрузку.
Определена аппроксимирующая функция потерь в фильтре гармоник и оценено изменение его фильтрующих свойств в в режиме работы на КСВ от 1 до 4.